）所采用的電路簡化形式，它們都采用了電壓正反饋來維持振蕩，功率MOSFET V1和V2既作振蕩又作功率輸出。圖（1）中，輸出回路B點將電壓通過電容C回饋給變壓器T的初級T1C，T1C對T1A、T1B的感應構成連鎖式正反饋，使V1、V2的開和關得以加速，瞬間形成自激振蕩。該電路原理上是正確的，而且也已得到應用。但該電路應用在無極燈電子鎮流器上卻存在一些問題。首先是LC串聯諧振回路通過T1C接地，使得匹配回路的諧振頻率不再僅決定于LC及其分布參數，而是由L、C、T1C和受T1C影響的V1、V2輸入阻抗共同決定，當調節C來實現與等子體負載匹配時，其輸出頻率（即工作頻率）也跟著變化，T1C取值越大，反饋量也越大，頻率變化也更大，這在實際調試中已得到證明，同時也意味著反饋相位關系發生了變化。因此，T1C的取值很小，一般只繞1圈。另一個重要因素是B點電壓在燈泡啟點前和點火后幾乎相差10倍以上,當V1的G1因觸發使D,S迅速導通時，直流電流以瞬變的速度到達A點，緊接著在工作頻率的半個周期內翻轉，V1關閉，V2導通，形成"拉、灌"關系，A點處為占空比為50%的方波脈沖；由于L、C、T1C的串聯諧振作用，使B點的電壓被升高了Q倍，達到點火電壓，Q是L、C、T1C諧振回路的品質因數。
RL是電感L的等效損耗電阻；
RT是電感（T1C的電感）等效損耗電阻；
RC是電容C上的等效損耗電阻。
通常，到達B點的點火電壓高達3000--4000VP-P。此電壓經過C和T1C阻抗比例分配，使G1、G2的反饋電壓突然大幅度增加，如果持續時間過長（高頻無極燈通常要求啟動時間≤0.5S）,就有可能造成V1、V2因其柵極G過充電導致結電容CGS存儲效應驟增,V1、V2同時導通而損壞，常常是損壞其中一只，或引起V1、V2的結溫急劇上升,損耗增加；過高的反饋電壓也可能直接使G結損壞造成V1或V2失效，一般的功率場效應管MOSFET的G極最大限值為25V左右，而二只串并于G極（G與S）的穩壓管的響應速度常常不足以保護快速過長時間的沖擊。
問題還當歸結到燈泡的等離子體，實踐證明，對于同一批無極燈泡，由于放置時間太久，或環境溫度太低，或某種工藝配方上的原因，可能使燈泡啟動時間相對延長或點火電壓閥值發生變化，這就造成原理性損壞的概率。上述情況并且呈隨機性，危險可在任何時段發生，但不能準確地預知，為此，不得不采取嚴格的元器件篩選和出廠前的強化老煉，以便淘汰初期故障品以減少出廠后的開箱不良率。還可以設計異常保護電路來保護V1、V2及其他相關元器件不受損壞，但必須對保護時間和電壓門檻加以嚴格設定，由于泡體啟點電壓和時間會有差異，使得這種設定難以首尾兼顧，有可能燈未啟點便被保護，或保護電路未動作時元器件已被損壞，當然這種情況的發生也是概率性的,當第一次強化老煉，不良品被剔除之后,在使用過程中電路與燈泡配合的故障率也就相對地降低。
高頻電子鎮流器的難點就在于與燈泡的配合問題，因為等離子體負載是變化的，這常常使電路設計帶來麻煩。上述圖（1）和圖（2）的電路雖然簡單，但為了適應負載變化使電路安全可靠地工作，有時還要加入比主電路元件更多的附加電路；由于反饋消耗了部分能量，導致轉換效率相對降低；MOSFET管的過渡時間不能很好地調節和控制，導致功率管升溫。此外，該電路形式的準確調試，也頗為麻煩，起碼在各參數被確定之前是這樣。
圖（3）是設計成IC驅動的他激式高頻無極燈功率開關電子鎮流器的主電路，由IC及外部組件產生設定的工作頻率（2.65MHz），可變電阻可作頻率微調。該電路還設定了過渡時間的調節，使開關管的熱損耗大大降低。
圖（3）中的激勵變壓器T也可免去而采用直接聯接的方式，使電路更加簡潔，更有利于集成化或模塊化。該形式電路的輸出功率可大可小，可適用于作為目前40--165W高頻無極燈電子鎮流器的基本電路。如果將IC和V1、V2"模塊"在一起，則其占空可大大縮小。
該電路比較容易調節，但對IC驅動功率和電流需予重視。開、關一次所需功率和電流為：
Ciss為MOSFET的輸入電容，Vg 上一頁 [1] [2] [3] 下一頁
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